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理解
LTE
中的基本概念
L
TE
是
3G
时代向后发展的其中一个方
向，作为
3GPP
标准，它能提供
50
Mbps
的上行（
uplink
）
速度以及
100Mbps
的下行（
downlink
）速度。
LTE
在很多方面对蜂窝网络做了提升，比如，数据
传输带宽可设定在
1.25MHz
到
20MHz
的范围，这点很适合拥有不同带宽资源的运营商（关于运
营商的定义，国外将
Carrier
表示签发
SIM
卡的机构，而
Operator
则表示对
SIM
卡提供服务的机
构，这里统称为运营商），并
且它允许运营商根据所拥有的频谱资源提供不同的服务。再比如，
LTE
提升了
3G
网络的频谱效率
，运营商可以在同样的带宽范围内提供更多的数据和更高质量的
语音服务。
虽然目前
LTE
的规范还
没有最终定案，
但以目前
LTE
的发展
形式可以预料未来十年
LTE
将能够满足高速数据传输、多媒体
服务以及高容量语音服务的需求。
LTE
所采用的物理层（
PHY
）采用了特定的技术在增强型基站（
eNodeB
）和移动设备（
UE
）之间进
行数
据与控制信号的传输。这些技术有些对于蜂窝网络来说是全新的，包括正交频分复用技术
（
OFDM
）、多输入多输出技术（
M
IMO
）。另外，
LTE
的物理层还针
对下行连接使用了正交频分多
址技术
（
OFDMA
）
，
对上行连接使用了单载
波频分多址技术
（
SC-FDMA
）<
/p>
。
在符号周期
（
symbol period
）
不变的情况下，
OFDMA
按照
subcarrier-by-sub
carrier
的方式将数据直接发送到多个用户，
或者从多<
/p>
个用户接收数据。理解这些技术将有助于认识
LTE
的物理层，本文将对这些技术进行叙述，要说明
的是，虽然
< br>LTE
规范分别就上行和下行连接两个方面描述频分双工
FDD
和时分双工
TDD
，但实际
多采用
FDD
。
在进入正文之前，还要了解的一点是，信号在无线传输的过程
中会因为多路径传输（
multipath
）而
产生失真。简单的说，在发射端和接收端之间存在一个瞄准线（
line-
of-sight
）路径，信号在这个路
径上能最快的进行传输
，而由于信号在建筑物、汽车或者其他障碍物会产生反射，从而使得信号有
许多传输路径
，见图
1
。
一、单载波调制和通道均衡（
channel
equalization
）
时至今日，蜂窝网络几乎无一例外的采用单载波调制方式。虽然
LT
E
更倾向于使用
OFDM
，而不是
单载波调制，但是简单的讨论一下基于单载波的系统是怎样处理多径干扰（既由多路径传输引
起的
信号失真）是有帮助的，因为它可以作为参考点与
OFDM
系统进行比较。
时延扩展
（
delay spread
）
表示信号从发射端从不同的路径传送到接收端的延迟时间，<
/p>
在蜂窝网络中，
时延扩展大约为几微秒。这种延迟会引起最大问题
是，通过延迟路径到达接收端的符号（
symbol
）
会对随后的符号造成干扰，图
2
描述了这种情况
，它通常被称为码间干扰，即图中的
ISI
。在典型的
单载波系统里，符号时间（
symbol time
）随着传输率的增加而降低，传输率非常高的时候，相应的
符号周期（
symbol period
）更短，很可能会发生
ISI
大于符号周期的情况，这种情况甚至可能会影
响到随后的
第二个、第三个符号。
图
2.
多路径传输导致的时间延迟，
以及由此引发的码间干扰
ISI
。
在频域（
frequency
domain
）对多径干扰（
multipath disto
rtion
）进行分析是很重要的。不同的传输
路径和反射程度
，都将引起不同的相位偏移（
phase shift
）。当所
有经过不同路径达到接收端的信
号合并以后，通频带（
pass
band
）的频率将会受到相长干扰（
constructiv
e interference
），即同相
位（
in-phase
）信号的线性合并，其他频率则受到相消干涉（
destructive interference
），类似的，
这个过程可以看成是反位相
（
out-of-p
hase
）
信号的线性合并。
合并信号
由于选频电路的衰减而产生
失真，见图
3
。
图
3.
时延扩展（
delay
spread
）过长将会导致频选衰减（即图中的
feed
fades
）。
< br>单载波系统通过时域的均衡来补偿通道的失真，这是它本身所具备的优点，这里不做详细叙述。如
果要在时域做均衡以补偿多径干扰，可以通过以下两个方法来实现：
（
1
）通道
反转（
channel inversion
）。在发送数据之
前，优先发送一个特殊的序列，因为原始资料
只有在接收端才能被识别，信道均衡器能够
决定信道是否响应这个原始数据，而且它能通过反转信
道来增加对数据的承载能力，以此
来抑制多径干扰的问题。
（
2
）
CDMA
系统可
以采用梳状（
rake
）均衡器来处理特定的路径，然后按时间
错位的顺序来合并数
字信号，通过这样来提升接收信号的信噪比（
SNR
）。
在另一方面，随着数据率的增加，信道均衡器的实现方法也随之变得复杂。符号时间也变得更短，
< p>这时候，
接收端的采样时钟必须相应的更快。
IS
I
将变得更加严峻，甚至在某些极端情况它可能会超
出几个字符
周期。
图
4.
基于横向滤波（
transversal
filter
）的通道均衡器
图
4
给出了一个普通的均衡器电路结构，随
着接收端采样时钟
τ
的降低，需要更多采样来补偿时延
扩展。
根据自适应算法
（
adaptive algorithm
）
的复杂程度和处理
速度，
delay tap
的数量会随之增加。
对于
100Mbps
的
LTE
数据传输率以及将近
17μs
的时延扩
展来说，这种通道均衡的方案就显得不切
实际。下面我们将讨论的是，
< br>OFDM
是怎样在时域内消除
ISI
的，这将显著的简化信道补偿的任务。
二、正交频分复用技术（
OFDM
）
< br>
OFDM
通信系统并不受符
号率
（
symbol rate
）
增加的影响，
这样有助于提升数据传输率以及控制
< br>ISI
。
OFDM
系统将频带分
为许多子载波（
sub-
carriers
），并且将数据以平行束（
parallel
stream
）的方式
进行发射。每一个子载波都进行不同程度
的
QAM
调制，例如
QPSK
、
QAM
、
64QAM
，甚至是更高阶
的调制，这根据信号质量的要求来决定。所以，
OFDM
符号其实是瞬态信号（
ins
tantaneous signal
）
在每个子载波上的线性
合并。另外，由于信号是并行发射，而不是串行的传输，因此在同等的数据
传输率下，<
/p>
OFDM
所使用的符号（
symbol<
/p>
）通常比单载波系统中的符号长。
<
/p>
OFDM
具有两个很明显的特征：
第一，
每一个符号的前端都有一个循环前缀
（
cyclic prefix
，
即
CP
）
，
这个前缀用于消除
ISI
；第二，子载波的间隔非常窄以增加带宽的利用效率，
< br>而且相邻的子载波之间
并不存在载波间干扰（
ICI
）。
同样的，
分析信号在时域和频域的特征将有助于理解
OFDM
是怎样处理多径干扰的。
为了理解
OFDM
是怎样处理由多路径传输引起的
ISI
，下面
将首先分析
OFDM
符号在时域的表现。通常
< br>OFDM
符号
包括两部分：
CP
和
TFFT
，
CP
的持续时间由时延扩展的预处理程度决定。当信号经由两个不同的路
径传输到接收端的时候，它们在时间上将按照图
5
进行
交叉错列的分布。
图
5. OFDM
通过更长的符号周期
和
CP
来消除
ISI
< br>。
对于
CP
来说，有可能从前端符号（
preceding sy
mbol
）就出现失真的情况。然而，如果
CP
的时间
足够长，前端符号并不会溢出到
FFT
时间；此时只存在由时间重迭而引起符号之间的干扰问题。一
旦通道的激
励响应（
impulse reponse
）确定下来，可以用
“s
ubcarrier-by-
su
bcarrier”
的方式使振幅和
相位产生偏移，以此来消除
失真。值得注意的是，所有传输到接收端的信息都与
FFT
时间
有关。信
号在被接收并且被数字化处理之后，接收端将简单的消除
CP
。此时，每一个子载波内的方波脉冲就
是
FFT
时间内的固定振幅。
这些方波脉冲的最大作用是在频率上将子载波进行间隔并且不产生
ICI
。
在时域的方波脉冲
（即
RECT
函数）经过转换后成为频域的
SI
NC
函数（即
sin
（
x
）
/x
），见图
6
。值得一提的是，它只是对载波
间隔（
1/Δf
）进行简单的转换，频域的
SINC<
/p>
函数以
15kHz
为间隔并且具有零交越
（
zero-crossing
）
的特
性，这恰好落在邻近子载波的中心上。因此，就有可能在每一个子载波的中心频率进行采样，
同时不用遭受邻近子载波的干扰。
图
6. OFDM
< br>的字符经过基带芯片的
FFT
处理后还原出子载波信息。
1
、
OFDM
的缺点
如前所述，
OFDM
具有一些优异的地
方，但它同样存在着缺点。跟单载波系统相比，
OFDM
具有两
个致命的缺点：容易受到频率偏移的影响，频率产生偏移有可能是由本地振荡引起的，也
可能是多
普勒频移（
Doppler shifte
）；除此之外，信号峰均功率比（
PAPR
）过大
也是其中的一个缺点。
如果每一个
子载波都能够在它的中心频率进行准确的采样，那么这样的
OFDM
系统就可以实现零
ICI
。通过快速傅立叶变换（
FFT
）将时域采样的
OFDM
信号转换成频域信号，这是一种有效的实现
离散傅立叶变换（
< br>DFT
）的方法，它形成一系列初始的离散频率，这些频率可以下列公式表达。<
/p>
最终的频谱具有离散的频率
K/NTs,K=0,1,…N
-1
，其中
Ts
表示时域的采样间隔，
N
是采样的数量，
采样数量是在
FTT
时间内定义的。因此，通过傅立叶变换来表示的信号频率完全由采样频率
1/T
s
定义。
这里以一个特殊的
LTE
为例，
LTE
将发射的带宽定义在
1.25MHz
到
20MHz
之间。
当带宽为
1.25MHz
的时候，
FFT
< br>的大小为
128
。
换句话说，<
/p>
在
FFT
时间
（
66.67μs
）
内进行了
128
次的采样，
Ts=0.52086μs
，
接收信号可以表示为
15kHz
、
30kHz
、
45k
Hz
等等分量的函数。这些频率恰好是子载波的中心频率，
除非
在下变频转换的过程中出现错误。
接收信号在
RF
载波频率进行下变频转换后，
然后在基带频率
进行<
/p>
FFT
。下变频转换通常是采用直接变频的方法进行，即接收信号
与本振频率（
LO
）混合。在理
想情况
下，载波信号与接收端的
LO
是相同的，但在实际中这点很难做
到。
发射端和接收端
LO
总是会产生偏移，因此必须采用更加有效的方法使它们同步。为了做到这
一点，
每一个基站周期性的发送同步信号，这些同步信号除了被用于
LO
的同步之外，还被用于初始的数
据采集和移交等其他任
务。即便是这样，其他的干扰源也可能会使信号出现不同步的问题，比如
Doppler
频移和本振相位噪声，这些干扰都有可能导致图
7
中的
ICI
。出于上述这些原因，必须对信
号的频率进行持续的监视。任何偏移都必须在基带处理的过程中被纠正以避免产生额外的
ICI
。
图
7.
频
率偏移导致载波间干扰（
ICI
）。
OFDM
的另外一个最大的缺点是<
/p>
PAPR
过大。
对于一个单独的
OFDM
符号来说，
瞬态发射的
RF
功率
可以发生明显的改变，前面提到，
OFDM
符号是所有子载波的合并，子载波电压可以在符号的任何
位置上加入同位相，这将产生非常高的瞬态峰值功率。高
PAPR
要求
A/D
和
D/A
转换的动态范围增
大，
更重要的是，<
/p>
它同时减小了
RF
功率放大器的效率。<
/p>
有时候单载波系统使用固定的数据报调制方
式，比如
Gaussian
最小移相键控（
GMSK
），或者移相键控技术（
PSK
）。当信号保持
稳定的放大
的时候，数据通过改变瞬态频率或者相位进行传输。
RFPA
并不需要高度的线性，事实上，在驱动
PA
的时候可以将其信号
“
箝制
”
在最大值和最小值之间摆动。输出滤波器可以消除由信号
“
箝制
”
引起
的
谐波失真。如果
RFPA
可以用这种方法实现，它们将达到
70%
的效率。
通过上述的比较可以看出，
OFDM
并
不是一种完全采用数据报的调制方式。在每一个符号里，子载
波的幅度和相位是不变的，
在对
OFDM
符号进行处理的过程中，有可能存在几个的峰值。
RFPA
必
须具备在没有对信号进行<
/p>
“
箝制
”
的前提
下处理电压摆动的问题，因此需要更大的放大器来应对功率
的需求，这样带来的结果是效
率的降低。
RFPA
处理
OFDM
的效率可以小于
20%
。虽然可以进行一<
/p>
些测量来减小电压峰值，
OFDM
系统中
PAPR
过大的问题仍然会导致
RFP
A
效率比单载波系统小。
三、正交频分多址技术（
OFDMA
）
OFDMA
技术被
用于
LTE
的下行连接，为了方便理解
OFDMA
，下面将它与分组（
packet-oriente
d
）
网络方案进行比较。
802.11
a
属于分组的网络方案，它所采用的载波侦听多路访问技术（
C
SMA
）同
样属于多任务技术，
从固定
的接入点
AP
到移动用户的上行和下行连接是通过对物理层的数
据进行封
装打包的方法进行的，而
OFDMA
< br>技术能更有效的利用网络资源。
1
、
OFDMA
与分组协议的比较
跟
LTE
类似的是，
IEEE802.11a
采
用
OFDM
作为基本的调制方式。
但不
同的是，
802.11a
使用
CSMA
作为其多任务技术的基础，
CSMA
本
质上是一种
“listen before talk”
的方案
，举例来说，如果
AP
对于
客户端来说
有排列处理的任务，它将监测通道是否处于工作状态。当通道处于闲置状态的时候，内
部
的定时器将开始工作，定时器随机产生，并且在网络仍然处于闲置状态的时候，它将继续保持工
< br>作状态。当定时器到零的时候，
AP
将发射一个
2000bytes
位址的物理层数据报到客户端，也或者在
同一个蜂窝区域内对所有的用户广播这个地址。在这个过程中，通过加入后退（
back- off
）时间来减
小冲突。
图
8.
在
IEEE802.11a
里，每一个
数据前端都包含前同步码（
preamble
）和报头（
header
）。
在
802.11a
协议里，
数据报的处理过程将占用所有带宽，
图
8
显示了
802.11a
物理层数据报的格式，<
/p>
数据报的长度从
64
到
< br>2048byte
不等。如果数据报得以成功发射，接收端将发送一个
ACK
信号，没
被识别的数据报将被忽略。每一个
数据报的前端为
20μs
的前同步码，
它的作用是信号侦测、
天线分
集选择、设置
AGC
、评估频率偏移、时序同步、通道评估。
在
PHY
前
同步码里并不包含接收端定位的信息，这些信息包含在数据报中并在
MAC
层进行解析。
从网络的角度来看，
802.11a<
/p>
所采用的分组协议的优点是它比较简单。每一个数据报都对应一个接
收单元（
recipient
）。然而，
CSMA
多路方案中的后退（
back off
）时间会导致系统处于空闲状态，
这会降低整体的效率。不仅如此，
PHY
的前同步码也是网络数据传输的负担，同样会降低效率。
在实际运用中，
802.11a
的效率为
50%
，
换句话说，
对于
54Mbps
的网络来说吞吐量为
25
到
30Mbps
。
也可以放弃使用
CSM
A
的多路方案来，转而采用数据报的方案来提供整体的效率。由于发送
< br>ACK
信